12V1.5A電源適配器方案設計計算步驟

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12V1.5A電源適配器方案設計計算步驟

12V電源適配器方案設計計算步驟
芯片：......
1輸入:100-264V
2輸出：12V1.5A
3效率：84%(5級能效80.2%，為便于生產故選84%）
4Vcc：14V（選擇VCC開啟閥值）
5工作頻率：60K （PFM）
這里講下PFM PFM優點空載時處于降頻模式也就降低了我們的開關損耗和導通損耗及IC負載低于一定的時候進入睡眠模式就是IC規格書中寫到的靜態電流穩態電流，就是說降低了IC的消耗，缺點是紋波動態響應沒有PWM好
6Dmax：0.45 占空比大于0.5會帶來環路不穩定的缺陷所以大家都控制在0.5以內
7ΔB:(Bs-Br)*n=ΔB=(390-55)*0.6=0.2T
Bs：390mT/100℃
Br：55mT 各家參數不同安全值取0.3Tmax
CCM連續模式，電流不為零，ΔB變小，n取60% ΔB取值個人習慣
8Vinmin、Vinmax計算：
Vinmin=Vacmin*1.2=90*1.2=108V
Vinmax=Vac*1.414=374V
9磁芯選擇：
AP=【（Po/η+Po）*10000】/（2*ΔB*?*J*Ku）
=【（18/0.84+18）*10000】/（2*0.2*60*1000*400*0.2）
=394285.7/1920000
=0.205cm4
?=60*1000 （Hz）
J電流密度=400
Ku繞組系數=0.2
EF25 AP=0.2376cm4 AE=51.8 mm2
12V電源適配器設計經驗：
1、Ae值小效率低溫度高，磁芯面積小扇熱差，罐裝磁芯輻射好，長寬磁芯漏感小。
2、Ae=Po*2 本人更喜歡這個公式Ae=18*2*1.4=50.4mm2
取：EF25：AE：51.8mm2
當然以上2種都可以選擇。
10Np計算：
初級匝數：
Np=VINmin*ton/ΔB/AE
Np=108*7.5/0.2/51.8
=78.18T 取整79T
11NS計算：
次級匝數：NS=（Vo+Vd）*（1-Dmax)*NP/（VINmin*Dmax）
=（18+0.6）*（1-0.45）*78/（108*0.45）
=11.12T取整11T
12N計算：
匝比計算：N=Np/Ns=79/11=7.18T
13Iav計算
平均電流:Iav=Po/η/Vinmin =18/0.84/108 =0.198A
14Ipk計算：峰值電流計算
Ipk=Ipk1+Ipk2=Iav*2/Dmax =0.198*2/0.45=0.88A
15ΔI計算：
電流變化率ΔI 計算：CCM Ip2=3Ip1
DCM Ip1=0
0.88/4=IP1=0.22
0.22*3=IP2=0.66
ΔI =Ip2-Ip1
=0.66-0.22=0.44A
16電流有效值CCM：Irms==0.88*0.512=.45A
17Lp計算：
初級電感量計算：Lp=Vinmin*ton/ΔI=108*7.5/0.44=1.8mH 我們實際使用的要比計算的小一些這里算一個經驗值吧再乘以0.7=1.26mH
18驗證是否飽和：ΔB=Lp*Ipk/Np/Ae=1.26*0.88/79/51.8=0.27T<0.3T
19Ipks計算：
次級峰值電流：Ipks=Ipk*N=0.88*7.18=6.3A
20Irmss計算：
12V電源適配器次級有效值計算： CCM Irms=6.3*0.566=3.57A
21Dp計算
初級線徑計算：Dp=(Irms/π/J)開根號*2
=(0.45/3.14/6)開根號*2=0.3mm
J電流密度取5-7
22Ds計算：
次級線徑計算：Ds= （3.75/3.14/7）開根號*2=0.82mm
繞不下的情況下降額70%=0.57
J電流密度取6-8
集膚深度：導線線徑不超過集膚深度的2倍，若超過集膚深度，則需多股并繞。δ=66.1/√∫cm=66.1/244.94=0.269mm 0.269*2=0.54
多股線計算=0.7/根號股數=0.57/1.414=0.4mm*2
23Nvcc計算:
反饋繞組計算：
Va=（Vo+Vd）/Ns=12.6/11=1.145V/T
Nvcc=Vcc/Va
=14/1.145
=12.22T 取12T
Lp：1.2mm 1K0.25V
Np：79T 0.3mm
Ns：11T 0.4*2mm
Nvcc：12T 0.15mm
NP放在第一層這樣每咋的長度較短減少匝間電容，起線放在MOS端使dv/di較大的部分被繞組屏蔽EMI較好
Vcc繞組PSR放在較外層，有利于初次級耦合減少初級和Vcc繞組耦合有利于輸出電壓精度
SSR模式將Vcc放在初次級之間充當屏蔽。盡量滿層。
變壓器繞指的幾個經驗規則
①初級繞組必須在較里層：這樣可以縮短每匝導線的長度，減小其分布電容，同時初級繞組還能被其他繞組屏蔽，降低其電磁干擾。
②初級繞組的起始端應接到MOSFET 漏極：利用初級繞組的其余部分和其他繞組將其屏蔽，較小從初級耦合到其他地方的電磁干擾。
③初級繞組設計成2 層以下：這樣能把初級分布電容和漏感降到較低，在初級各層間加1 絕緣層，能將分布電容減小到原來的1/4 左右。
④繞制多路輸出的次級繞組：輸出功率較大的次級繞組應靠近初級，以減小漏感。如次級匝數少，無法繞滿一層，可在匝間留間隙以便充滿整個骨架，當然較好是采用多股并繞的方法。
⑤反饋繞組一般在較外層：此時反饋繞組與次級繞組間耦合較強，對輸出電壓的變化反應靈敏，還能減小反饋繞組與初級繞組的耦合程度以提高穩定性。
⑥屏蔽層的設計：在初、次級之間增加屏蔽層可減小共模干擾，較經濟的辦法是在初次級間專繞一層漆包線，一端接Vi（或Vd），另一端懸空并用絕緣帶絕緣而不引出，線徑可選0.35mm。但是因為線于線之間有間隙沒有銅箔效果好。
⑦銅片屏蔽帶：可用1 銅片環繞在變壓器外部，構成屏蔽帶，相當于短路環，對泄漏磁場起抑制作用，屏蔽帶應與Vd 連通
8. 安全試驗：變壓器繞好后在外面纏3 層絕緣膠帶，插入磁芯，浸入清漆，然后進行安全測試。對于110V電源，初次級間應能承受2000V 交流試驗電壓，持續時間60s，漏電距離為2.5～3mm；對于220V 電源，需承受3000V 的交流試驗電壓，漏電距離為5～6mm。各繞組首尾引出端需加絕緣套管，套管壁厚不得小于0.4mm。
下面聊下調試經驗
1/2*Lp*Ipk*Ipk*?=Po/η PFM 變頻模式這里要設計好頻率一般滿載60K 頻率高了變壓器和輸入大點解溫度會下降但是MOS溫度會上升所以這里要調試一個平衡。
1/4*N*Ipk=Io 匝比大了Ipk會下來MOS的溫度會下降，肖特基反向電壓下降，但是變壓溫度會上升 Vds電壓會升高
初級級之間加屏蔽，銅箔屏蔽要比線屏蔽效果好，線跟線之間存在縫隙。需要時磁芯外可以包外屏蔽但是屏蔽也是會產生損耗的效率會下降。
在效率低Vds高的情況下可以采用三明治繞法提升效率減小Vds

變壓器計算完了，網上有很多計算方法我這算是結合驗證還是蠻準的.

電源適配器變換交流電壓

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| 發布時間：2017.10.24 來源：12V電源適配器廠家

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